Trạm phát
Tuyến 1
Tuyến 2
α1
v
Vật phản xạ
Hình 2.11. Hàm truyền đạt của
2.5.3. Nhiễu AWGN
Nhiễu AWGN tồn tại trong tất cả các hệ thống truyền dẫn. Các nguồn nhiễu chủ yếu là nhiễu nền nhiệt, nhiễu điện từ các bộ khuếch đại bên thu, và nhiễu liên ô. Các loại nhiễu này có thể gây ra nhiễu liên kí tự ISI, nhiễu liên sóng mang ICI. Nhiễu này làm giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR, giảm hiệu quả sử dụng phổ của hệ thống. Và thực tế là tùy thuộc vào từng loại ứng dụng, mức nhiễu và hiệu quả phổ của hệ thống phải được lựa chọn.
Hầu hết các loại nhiễu trong các hệ thống có thể được mô phỏng một cách chính xác bằng nhiễu trắng cộng. Hay nói cách khác tạp âm trắng Gaussian là loại nhiễu phổ biến nhất trong hệ thống truyền dẫn. Loại nhiễu này có mật độ phổ công suất là đồng đều trong cả băng thông và biên độ tuân theo phân bố hàm Gaussian. Theo phương thức tác động thì nhiễu Gaussian là nhiễu cộng. Vậy dạng kênh truyền phổ biến là kênh truyền chịu tác động của nhiễu Gaussian trắng cộng.
2.5.4. Nhiễu liên ký tự ISI
ISI (Inter-Symbol interference), là hiện tượng nhiễu liên kí hiệu. ISI xảy ra do hiệu ứng đa đường, trong đó một tín hiệu tới sau sẽ gây ảnh hưởng lên kí hiệu trước đó.Nguyên nhân do tính chọn lọc của kênh fading trong miền thời gian, tính bất ổn định của kênh gây ra sự giao thoa tín hiệu, gây ra do trải trễ đa đường.Ảnh hưởng của ISI: gây ra sự nhận định sai kí hiệu, gây khó khăn trong việc khôi phục tín hiệu gốc tại phía thu
Để giảm ISI, cách tốt nhất là giảm tốc độ dữ liệu. Nhưng với nhu cầu hiện nay là yêu cầu tốc độ truyền phải tăng nhanh. Do đó giải pháp này là không thể thực hiện được. Phương pháp để giảm ISI và đã được đưa vào ứng dụng thực tế là chèn tiền tố lặp CP vào mỗi ký tự OFDM.
2.5.5. Nhiễu liên sóng mang ICI
ICI (Inter-Channel Interference) là nhiễu xuyên kênh, là nhiễu phát sinh do tín hiệu của các kênh nằm cạnh nhau gây nhiễu lên nhau. Là nhiễu liên tế bào hay nhiễu
giữa các tế bào, là nhiễu phát sinh do tín hiệu cùng băng tần trên các tế bào (Cell) khác nhau trong mạng di động gây nhiễu lên nhau.
ICI là hiện tượng phổ biến trong các hệ thống đa sóng mang. Trong hệ thống OFDM, ICI còn được gọi là nhiễu giao thoa giữa các sóng mang con, là hiện tượng năng lượng phổ của các sóng mang con chồng lấn quá mức lên nhau làm phá vỡ tính trực giao của các sóng mang con.
Nguyên nhân chính là do hiện tượng Doppler do tính di động của máy phát và máy thu, có sự chuyển động tương đối giữa chúng. Do tính chọn lọc tần số của kênh fading.
Ảnh hưởng của ICI: những sóng mang con bị mất tính trực giao sẽ không thể khôi phục chính xác như đã phát.
2.5.6. Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR)
PAPR là tỷ số công suất đỉnh tức thời trên công suất trung bình, là một trong những hạn chế cơ bản của tín hiệu OFDM. Tỷ số này được biểu diễn bởi công thức
max s(t) 2
toán học sau:
PAPR t[0,T ]
means(t) 2
t[0,T ]
(2.21)
Trong đó s(t) là tín hiệu đa sóng mang, T là chu kỳ của ký tự OFDM.
Khi tỷ số này cao, việc sử dụng bộ khuếch đại công suất sẽ không đạt hiệu suất cao vì phải dành dự trữ công suất để tránh nhiễu phi tuyến. Như vậy, giảm PAPR là yêu cầu quan trọng của hệ thống sử dụng OFDM. Hình 2.13 thể hiện khi xuất các sóng mang đồng pha với nhau sẽ tạo nên đỉnh lớn do đó sẽ gây ra tỷ số PAPR lớn rất nhiều.
Hệ thống điều chế pha M mức (M-PSK): do các ký tự trong không gian tín hiệu chỉ khác nhau về pha trong khi độ lớn bằng nhau nên PAPR=1. Nếu tỷ số PAPR quá lớn sẽ tạo ra nhiều bất lợi như làm tăng độ phức tạp của bộ biến đổi D/A, A/D và làm giảm hiệu quả của bộ công suất cao tần. Một vài kỹ thuật đã được đưa ra nhằm giảm PAPR. Ta có thể chia chúng ra làm 3 loại như sau :
Thứ nhất là kỹ thuật làm méo tín hiệu. Các kĩ thuật này giảm biên độ đỉnh chỉ đơn giản bằng cách làm méo tín hiệu OFDM tại xung quanh đỉnh của tín hiệu.
Thứ hai là các kĩ thuật mã hoá sử dụng bộ mã hoá sửa sai đặc biệt nhằm loại ra những symbol OFDM có PAPR cao.
Thứ ba là những kĩ thuật dựa trên việc ngẫu nhiên hoá mỗi symbol OFDM với
các chuỗi giả ngẫu nhiên khác nhau và lựa chọn các chuỗi có tỉ lệ PAPR nhỏ nhất.
Hình 2.13. Sự xuất hiện đỉnh cao của sóng mang
2.6. Ưu điểm và nhược điểm của OFDM
2.6.1. Ưu điểm
Hiệu quả sử dụng băng thông
Trong một hệ thống FDM truyền thống, mỗi kênh con được đặt cách nhau bởi khoảng phòng vệ để đảm bảo các kênh lân cận không nhiễu lẫn nhau. Trong khi đó hệ thống OFDM có các kênh con chồng lấn lên nhau. Do đó nó có thể sử dụng tối đa băng thông hệ thống như được minh hoạ trong hình 2.14.
Hình 2.14. Hiệu quả sử dụng phổ của OFDM
Giảm ISI
Trong các hệ thống một sóng mang, ISI thường được tạo ra bởi các đặc tính truyền lan đa đường của một kênh thông tin vô tuyến. Đặc biệt khi phát một tín hiệu trên một khoảng cách dài thì tín hiệu được truyền theo rất nhiều đường khác nhau. Do đó tín hiệu thu được có chứa tín hiệu truyền theo đường thẳng trực tiếp chồng lấn với các tín hiệu phản xạ với biên độ nhỏ hơn, gây méo tín hiệu.
Các hệ thống OFDM hạn chế được vấn đề này bằng cách tạo ra một khoảng symbol dài hơn trải trễ của kênh truyền. Tín hiệu từ một luồng dữ liệu tốc độ cao được chia thành N luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn. Thời gian tồn tại symbol của các kênh con tăng lên N lần sẽ làm giảm được ISI. Hơn nữa ta còn có thể loại bỏ được hoàn toàn ISI nếu thêm vào tín hiệu OFDM chuỗi tiếp đầu tuần hoàn (CP) với độ dài của chuỗi lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh ∆τmax.
Giảm pha đinh chọn lọc theo tần số và cấu trúc hệ thống đơn giản
Với hệ thống OFDM, pha-đinh chọn lọc tần số chỉ tác động đến một hoặc một vài kênh con có băng tần tín hiệu nhỏ nên có thể coi là pha đinh phẳng. Bởi vậy, độ phức tạp của bộ san bằng và lọc nhiễu cũng giảm cho phép cấu trúc bộ thu OFDM đơn giản đi rất nhiều. Hơn nữa nhờ việc sử dụng sử dụng các bộ biến đổi IFFT/FFT tương ứng thay cho các bộ điều chế và giải điều chế thì cấu trúc máy phát và máy thu cũng đơn giản hơn rất nhiều. Đặc biệt ngày nay khi công nghệ chế tạo vi mạch phát triển với tốc độ xử lý cao thì công nghệ OFDM càng có khả năng ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin, đặc biệt là trong các hệ thống thông tin băng thông rộng như WiMAX.
2.6.2. Nhược điểm
Tỷ số PAPR
Các tín hiệu OFDM có tỷ lệ công suất đỉnh tới trung bình thường cao hơn các tín hiệu đơn sóng mang. Lý do là trong miền thời gian, một tín hiệu đa sóng mang là tổng của nhiều tín hiệu băng hẹp. Trong một vài trường hợp, tổng này là lớn nhưng trong các trường hợp khác lại là nhỏ, điều này có nghĩa là giá trị đỉnh của tín hiệu lớn hơn đáng kể giá trị trung bình. Tỉ số PAPR cao là một trong những thách thức lớn nhất của hệ thống OFDM, bởi vì nó làm giảm hiệu quả phổ và đẩy điểm làm việc của bộ khuếch đại công suất về vùng phi tuyến nên làm tăng giá của bộ khuếch đại công suất tần số vô tuyến RF (Radio Frequency), đây là một trong những thiết bị đắt nhất trong một hệ thống thông tin vô tuyến. Do đó cần thiết phải có các biện pháp làm giảm PAPR của các tín hiệu OFDM trước khi đưa qua bộ khuếch đại công suất.
Dịch tần số và quá trình đồng bộ
Hệ thống OFDM rất nhạy cảm với lỗi dịch tần số vì xuất phát từ nguyên lý cơ bản của OFDM là sự chồng lấn phổ giữa các sóng mang con chứ không phải là các sóng mang con này được cách ly về phổ. Hiện tượng dịch tần số này làm cho các sóng mang con không còn tính trực giao với nhau nữa, điều này dẫn đến xuyên nhiễu giữa các sóng mang con lân cận và gây ra ICI. Do đó hệ thống OFDM yêu cầu việc đồng bộ tần số rất ngặt nghèo.
CHƯƠNG III: MÃ HÓA KHÔNG GIAN-THỜI GIAN
3.1. Giới thiệu
Một hệ thống với nhiều anten phát và anten thu với một kênh fading phẳng độc lập đã được xác định tại máy thu thì dung lượng tăng tuyến tính với số anten tối thiểu.
Một cách thực hiện tiếp cận với dung lượng của kênh MIMO là thực hiện mã hóa không gian-thời gian, một kỹ thuật mã hóa để thực hiện với nhiều anten phát. Việc mã hóa được thực hiện cả ở miền không gian và miền thời gian để tạo ra sự tương đương giữa các tín hiệu được phát từ các anten khác nhau ở các chu kỳ khác nhau. Sự tương đương thời gian-không gian được sử dụng để lợi dụng kênh MIMO và tối thiểu hóa lỗi truyền dẫn ở máy thu.. Có nhiều loại mã hóa không gian-thời gian, bao gồm:
- Mã hóa không gian thời gian khối STBC (Space-time block codes)
- Mã hóa không gian thời gian lưới STTC (Space-time trellis codes)
- Mã hóa không gian thời gian lớp BLAST (Bell Laboratories Layered Space- Time).
Điều trọng tâm của mã hóa không gian-thời gian là lợi dụng tác động đa đường để thực hiện tăng khả năng và hiệu quả phổ tần.
3.2. Mã hóa không gian-thời gian khối STBC
STBC là một kỹ thuật phân tập đơn giản, hiệu quả sử dụng 2 anten phát bằng cách mã hóa một khối các ký tự đầu vào thành một ma trận đầu ra với các hàng tương ứng các anten phát. STBC cho phép phân tập đầy đủ và có độ lợi nhỏ tùy thuộc vào tốc độ mã của bộ mã, quá trình giải mã đơn giản, dựa trên các bộ giải mã tương quan tối đa ML (Maximum Likelihood).
3.2.1. Mô hình Alamouti
Hình 3.1. Phân tập phát không gian với mã hóa không gian thời gian khối của Alamouti
Mô hình Alamouti là mô hình đầu tiên của dạng mã hóa không gian thời gian
khối cho phép phân tập phát đầy đủ cho hai anten phát. Tuy nhiên bộ thu phải có bộ tách sóng phức tạp và giải quyết vấn đề về can nhiễu giữa các ký tự.
3.2.1.1. Mã hóa Alamouti với hai anten phát (2 Tx)
Sơ đồ khối mã hóa Alamouti được mô tả như hình 3.2
Tx1
𝑥1 = 𝑥1 − 𝑥∗
2
Information Source
𝑥1𝑥2
Encoder
Modulator
𝑥1𝑥2
[
𝑥1−𝑥∗
Tx2
𝑥2 = 𝑥 − 𝑥∗
𝑥2
𝑥∗
2]
2 1
1
Hình 3.2. Sơ đồ khối mã hóa Alamouti
Giả sử tín hiệu nhị phân được điều chế kiểu M-ary. Trong bộ mã hóa không gian thời gian Alamouti, mỗi nhóm gồm m bit thông tin được điều chế với 𝑚 = log2 𝑀. Sau đó, bộ mã hóa dùng thuật toán mã hóa nhóm hai symbol điều chế 𝑥1 và 𝑥2 thành khối (block) và ánh xạ chúng thành ma trận mã.
𝑥1 −𝑥∗
𝑋 = [
2] (3.1)
1
𝑥2 𝑥∗
2
Ma trận mã này được phát trong hai khoảng thời gian liên tiếp nhau trên hai anten phát. Khoảng thời gian phát đầu tiên, hai tín hiệu 𝑥1 và 𝑥2 được phát đồng thời trên anten một và hai, tương ứng. Trong thời gian phát thứ hai, tín hiệu −𝑥∗ được phát
trên anten thứ nhất và 𝑥∗ được phát trên anten thứ hai, với 𝑥∗ là liên hiệp phức của 𝑥1
1 1
như hình 3.3.
Rõ ràng là mã hóa này được thực hiện trên cả hai miền không gian và thời gian.
Ký hiệu chuỗi phát trên anten thứ nhất và anten thứ hai tương ứng là 𝑥1 và 𝑥2.
2
𝑥1 = ⌊𝑥1, −𝑥∗⌋ (3.2)
1
𝑥2 = ⌊𝑥2, 𝑥∗⌋
Đặc điểm đặc biệt của mô hình Alamouti là phát chuỗi bit trên hai anten phát trực giao với nhau, vì tích của chuỗi 𝑥1 và 𝑥2bằng không.
𝑥1 ∙ 𝑥2 = 𝑥1𝑥∗ − 𝑥∗𝑥1 = 0
T hôøi gian
Tx1
Khoâng gian
c1 c2 | c* 2 c* 1 | c3 c 4 | c* 4 c * 3 | c5 c6 | c* 6 c * 5 |
Có thể bạn quan tâm!
-
Tìm hiểu mô phỏng hệ thống MIMO - OFDM và đánh giá chất lượng hệ thống - 2 -
Trường Hợp Csi Được Biết Tại Cả Phía Phát Và Phía Thu -
Kỹ Thuật Ghép Kênh Phân Chia Theo Tần Số Trực Giao. -
Mô Hình Alamouti Với Nhiều Anten Thu -
Máy Thu V-Blast Zero-Forcing Toàn Bộ Giải Thuật Zf Triệt Tiêu Liên Tiếp Theo Thứ Tự Tối Ưu Như Sau: Khởi Động: -
Kỹ Thuật Partial Transmit Sequence (Pts)
Xem toàn bộ 97 trang tài liệu này.
Tx
2
T 1 T 2 T 3
2
T 4 T 5 T6
2
r1 | r 2 | r 3 | r4 | r5 r6 |
Rx1
Hình 3.3. Các symbol phát và thu của mô hình Alamouti
Ma trận mã có tính chất như sau:
𝐻 |𝑥1|2 + |𝑥2|2 0 2 2
𝑋. 𝑋 = [
0 |𝑥1
|2 + |𝑥2
|2] = (|𝑥1|
+ |𝑥2|
)𝐼2 (3.3)
Với I2 là ma trận đơn vị 2x2.
Dữliệu
Tx 1
h 1
x 2
n n
1 2
r
Bộkết hợp
Bộgiải mã ML
Space-T ime encoder c c * c c 1 2 1 2 c c * 2 1 | |
T | |
~r
H | ||
Bộước lượng | ||
H | ||
h2
Hình 3.4. Sơ đồ Alamouti hai anten phát và hai anten thu
Giả sử rằng bộ thu chỉ sử dụng một anten thu. Sơ đồ khối của bộ thu cho mô hình Alamouti như hình 3.4. Hệ số fading từ anten thứ nhất và thứ hai đến bộ thu tại thời gian t ký hiệu là ℎ1(𝑡) và ℎ2(𝑡) tương ứng. Giả sử rằng hệ số fading là không đổi qua hai khoảng thời gian phát liên tiếp, các hệ số này được biểu diễn như sau
ℎ1(𝑡) = ℎ1(𝑡 + 𝑇) = ℎ1 = |ℎ1|𝑒𝑗𝜃1 (3.4)
ℎ2(𝑡) = ℎ2(𝑡 + 𝑇) = ℎ2 = |ℎ2|𝑒𝑗𝜃2
Transmit Antenna 1
𝑥1
−𝑥∗
2
Transmit Antenna 2
Trong đó, |ℎ𝑖 | và 𝜃𝑖, 𝑖 = 0, 1, là độ lợi biên độ và dịch pha cho đường truyền từ anten phát i đến anten nhận , và T là độ dài của symbol.
𝑥2
−𝑥∗
1
Receive antenna
𝑛1, 𝑛2
+ noise
ℎ1
Channel Estimator
ℎ2
Signal Combiner
ℎ1
ℎ2
𝑥 1
𝑥 2
Maximum Likelihood Decoder
𝑥 1
𝑥 2
Hình 3.5. Bộ thu của mô hình Alamouti
Tại anten thu, tín hiệu thu hai khoảng symbol liên tiếp, ký hiệu là 𝑟1 và 𝑟2 cho thời gian 𝑡 và 𝑡 + 𝑇, tương ứng, được mô tả như sau
𝑟1 = ℎ1𝑥1 + ℎ2𝑥2 + 𝑛1 (3.5)
𝑟2 = −ℎ1𝑥∗ + ℎ2𝑥∗ + 𝑛2
2 1
Trong đó, 𝑛1 và 𝑛2 là các biến phức tự do với trung bình không và mật độ phổ công suất𝑁0/2, là các mẫu nhiễu cộng Gaussian trắng tại thời điểm 𝑡 và 𝑡 + 𝑇, tương ứng
3.2.1.2. Bộ Giải mã tương quan tối đa và bộ kết hợp (combining and maximum likelihood decoding)
Nếu hệ số kênh truyền fading, ℎ1(𝑡) và ℎ2(𝑡) có thể khôi phục hoàn toàn ở bộ thu, bộ mã hóa có thể sử dụng chúng như thông tin trạng thái kênh (Channel State Information CSI). Giả sử rằng tất cả các tín hiệu trong chùm sao điều chế có xác suất bằng nhau, bộ mã hóa tương quan tối đa chọn một cặp tín hiệu (𝑥 1, 𝑥 2) từ chùm điều chế tín hiệu để tối thiểu hóa khoảng cách metric như công thức (3.5)
Thay 𝑟1 và 𝑟2 từ (3.4)vào (3.5), bộ giải mã tương quan tối đa biểu diễn như sau:
𝑑2(𝑟1, ℎ1𝑥 1+ ℎ2𝑥 2) + 𝑑2(𝑟2, −ℎ1𝑥 ∗ + ℎ2𝑥 ∗)
2 1
= |𝑟1− ℎ1𝑥 1− ℎ2𝑥 2|2+ |𝑟2+ ℎ1𝑥 ∗ − ℎ2𝑥 ∗|2
2 1
2 2 2 2 2 2
(𝑥 1, 𝑥 2) = arg min(𝑥1,𝑥 2)∈𝐶 (|ℎ1| + |ℎ2| − 1)(|𝑥 1| + |𝑥 2| ) + 𝑑 (𝑥 1, 𝑥 1) 𝑑 (𝑥 2, 𝑥 2)
(3.6)
Trong đó, C là tập các cặp symbol điều chế (𝑥 1, 𝑥 2), 𝑥 1, 𝑥 2là hai quyết định thống kê tính bằng cách kết hợp các tín hiệu thu với kênh truyền cho bởi công thức:
𝑥 1 = ℎ∗ 𝑟1 + ℎ2𝑟∗ (3.7)
1 2
𝑥 2 = ℎ∗ 𝑟1 + ℎ1𝑟∗
2 2
Thay 𝑟1 và 𝑟2 vào (3.7), quyết định thống kê được viết lại như sau:
𝑥 1 = (|ℎ1|2 + |ℎ2|2)𝑥1 + ℎ∗ 𝑛1 + ℎ2𝑛∗(3.8)
1 2
𝑥 2 = (|ℎ1|2 + |ℎ2|2)𝑥2 − ℎ1𝑛∗ +ℎ∗ 𝑛1
2 2
Cho ℎ1 và ℎ2 thực, quyết định thống kê, .., 𝑖 = 1,2 chỉ là các hàm của 𝑥𝑖 ,
𝑖 = 1,2. Vì vậy, quy tắc giải mã tương quan tối đa có thể chia thành hai quy tắc giải mã độc lập cho 𝑥1 và 𝑥2 tương ứng bởi công thức (3.9) dưới đây:
𝑥 1= arg min𝑥1∈𝑆(|ℎ1|2+ |ℎ2|2− 1)|𝑥 1|2+ 𝑑2(𝑥 1, 𝑥 1) (3.9)
𝑥 2= arg min(|ℎ1|2+ |ℎ2|2− 1)|𝑥 2|2+ 𝑑2(𝑥 2, 𝑥 2)
𝑥 2∈𝑆